フライバック設計は、70年以上にわたって使用されており、依然として強力なスイッチモード電源（SMPS）です。 この電源は、電力コンバータとも呼ばれ、2つの異なる動作フェーズを持ち、1次側スイッチがオフで、その電流がゼロまたはそれに近い場合にのみ、入力側からの電力が出力側に転送されます。 フライバック設計の中核は、かなり短く、低コストの部品表（BOM）を持っています。: 入力コンデンサ、一次側MOSFETスイッチ、出力(二次)側整流ダイオード、および出力コンデンサ。 さらに、フライバックトランス自体があります（もちろん、任意の設計と同様に、最終的な回路図はより複雑です）。フライバックのデザインは1930年代と1940年代に開発され、1950年代に商業テレビの導入により高度に洗練されました。 いくつかの点で、それは非線形スイッチング電源という現代の概念に先行しています（IEEEスペクトルの”半世紀前、より良いトランジスタとスイッチングレギュレータがコンピュータ電源の設計に革命をもたらした”を参照）。
その以前の役割では、フライバックコンバータは、トランジスタやIcの前に”アクティブ”エレクトロニクスであったCRTや他の真空管に必要な高電圧 この巨大な市場の結果として、それは安価、高い信頼性、安全およびmanufacturabilityのために設計され、最大限に活用された。 フライバックの設計と特性は、100-250Wの低-中電力範囲のアプリケーションに適しています。
フライバックコンバータの基本
トランスが電圧昇圧ま この変圧器は、基本的な二巻線（一次/二次）変圧器であることを超えて（フライバック動作に重要な）追加の巻線を備えています。 変圧器の巻数比は2つの役割を果たします: 出力対入力電圧比を設定し、ガルバニック(抵抗)絶縁を提供します。 追加の巻線を使用することにより、フライバック設計は同時に複数の出力を提供することができます。
基本的なフライバックサイクルでは、一次側スイッチを閉じると、一次側回路がソースによって供給されるにつれて、トランス/インダクタの一次電流と磁束が増加します（図。 1). 二次側巻線の電圧は、一次巻線と二次巻線の相対関係のために負です。 したがって、ダイオードは逆バイアスされ、電流の流れを遮断し、二次側コンデンサは動作相の間に負荷に電流を供給します。
1. フライバックコンバータ動作の最初のサイクルでは、一次側スイッチが閉じられ、一次電流と変圧器/インダクタ磁束が増加します。 （出典：Wikipedia）
スイッチは、サイクルの次の段階で開かれます（図。 2)、従って一次側の流れはゼロに行き、磁束は倒れます。 今度は二次側の電圧が正になり、ダイオードは順方向バイアスされ、電流は変圧器の二次側からコンデンサに流れ、コンデンサを補充します。
2。 フライバックコンバータ動作の第二サイクルでは、一次側スイッチが開放され、変圧器の二次側からコンデンサに電流が流れます。 （ソース: フライバック設計では、出力コンデンサは、充填（再充電）または空（負荷を供給）されているバケットに似ていますが、同時に両方を受けることはありません。 結果として生じる出力リップルは、コンデンサによってフィルタリングされなければならず、これはゼロ電荷までドレインすることはできません。 「フライバック」の名前は、MOSFETスイッチの突然の停止/停止、オン/オフ動作に起因し、電流の突然の反転のような波形になります（図2）。 3).
3. フライバックトポロジの基本的な波形は、一次側と二次側の電流の突然の反転と遷移を示しています。 （出典：Wikipedia）
出力のレギュレーションは、一次側スイッチのオン/オフデューティサイクルを調整することによって達成されます。 一部の設計では、スイッチング動作の周波数も調整されています(スイッチングが高速になると、出力を目的の出力値に近づけることができます。 必要な入出力絶縁を備えたこのフィードバックは、変圧器の特別な巻線（従来のアプローチと歴史的アプローチ）を介して提供されます（図2）。 ることができる（図４Ａ）。 4b）。
4。 従来のフライバック設計では、少なくとも2つの一次巻線と1つの二次巻線（a）を備えたトランス/インダクタを使用しています。 一部のフライバック設計では、フォトカプラを使用して、第二の一次側巻線と同等の絶縁帰還を提供します。 （ソース: アナログ-デバイセズとテキサス-インスツルメンツ）
動作モード
フライバック（および他の多くの他のコンバータタイプ）は、二つのモードのいずれかで動作 不連続導通モード（DCM）では、各スイッチングサイクル中にトランスを完全に消磁することができます。 通常、これは固定スイッチング周波数とピーク電流の変調を使用して負荷要件を満たすように行われます。 連続導通モード（CCM）では、各スイッチングサイクル中に常に変圧器に電流が流れています。 したがって、電流が完全に枯渇する前に各スイッチングサイクルが始まるため、いくらかの残留エネルギーが常に変圧器に存在します。
DCMでは、スイッチング-サイクルごとに電流がゼロに低下するため、出力整流器に逆回復損失はありません。 必要な一次側インダクタンス値は低く、必要なのはより小さなトランスだけです。 解析的には、伝達関数の右半平面のゼロにゼロがないため、DCM設計は本質的により安定しています。 しかし、DCMはリップル電流が非常に大きいため、より大きなフィルタが必要です。対照的に、CCMはリップルとRMS電流が小さい。 これらの低電流は導通損失とターンオフ損失も低減しますが、ピーク電流が低いほどフィルタ部品の小型化が可能になります。 しかし、CCMの欠点は、伝達関数の右半平面にゼロがあり、制御ループの帯域幅とその動的応答が制限されることです。 CCMはまた、より大きなインダクタンスを必要とし、したがってより大きな磁気成分を必要とする。
フライバックコンバータの改善
他の電源設計と同様に、特定のバリエーションと機能強化は、良好な電源を非常に良好な電源に変えることがで DCMでは、トランスの一次インダクタンスとスイッチノードの寄生容量との間の相互作用によって作成された、ダイオードもMOSFETも導通していないデッドタイムまたは共振「リング」があります。 準共振(QR)設計では、この共振リンギングの最初の”谷”でMOSFETがオンになり、損失を最小限に抑えるように、ピーク電流とスイッチング周波数を調整します。
もう一つの強化は、「谷の切り替えです。”コントローラは、デッドタイム共振リングがローポイントにあることを検出し、この時点でMOSFETをオンにして次のスイッチングサイクルを開始し、スイッ
最新のICコントローラは、性能を向上させながら完全なフライバック電源を設計するという避けられない課題の多くを最小限に抑えます。 例えば、アナログ-デバイセズのLT8304-1は、一次側のフライバック波形から出力電圧を直接サンプリングする非光アイソレートフライバックコンバータです（図。 従って5）は規則のために、第3巻上げかoptoisolatorを要求し。
5。 この設計は、LT8304-1に基づいて、4Vから28Vの入力を1000Vの出力に変換します。保証された最小出力電流は入力電圧の関数であり、28Vの入力で15mAに達します。 （ソース: アナログ-デバイセズ)
データシートは、標準的な利用可能なトランスのベンダー名とモデルに一致する一般的な入出力電圧と電流のペアリングの表を提供することにより、フライバック-トランスの選択と識別を容易にします。 その結果、優れたフライバック設計を作成することは、はるかに簡単なプロジェクトになりました。
結論
電源/コンバータトポロジを選択する際には、それぞれに固有の機能セットと正と負の特性を持つ多くの正当な可能性が考慮されます。 これらは、システムの優先順位とその技術的性能とドルコストと比較して検討する必要があります。 フライバックアプローチは、一桁からキロボルトまでの電圧で数百ワット以下のアプリケーションで実行可能な候補であり、複数のdc出力と入出力分離が必
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